一些SiC MOSFET制造廠商提供SiC器件的SPICE模型，從而可以評估SiC器件在電力電子變換電路中的表現(xiàn)。
本文針對商用分立SiC MOSFET的兩種SPICE模型做了對比。一種是廣泛應用的制造商提供SPICE模型，這種模型在制造商的官網可以免費下載。另外一種是基于Simplorer模型新開發(fā)的SPICE模型。后一種模型可以成功描述SiC MOSFET寄生電容與極間電壓的非線性關系。
兩種模型的準確性通過仿真與實測的開關波形來驗證，重點對比了dvDS/dt, diD/dt和高頻下對散熱器的漏電流。
SiC MOSFET SPICE模型對比
圖1為一種SiC MOSFET器件SPICE模型的電路原理圖，包含三個電極（柵極、漏極和源極）、一個SiC MOSFET內核（用以描述其輸出特性）、寄生電容（CDG、CDS、CGS）、內部柵極電阻RGint、寄生雜散電感（LG、LS、LD）。
圖1：一種SPICE模型的電路原理圖
表Ⅰ為SPICE模型的組成元件對比。
為了實現(xiàn)精確的SPICE模型，內部柵極電阻是不可或缺的，盡管其相對于外部柵極電阻阻值較小，但是內部柵極電阻上面的壓降補償能夠使柵源極電壓更加精確，進而影響SiC MOSFET的輸出特性。
制造商的SPICE模型設定內部柵極電阻為4.6Ω，這是一個典型值并被標注在規(guī)格書中。而新的模型基于LCR測量法設定為3.6Ω。這些內部柵極電阻的阻值在SPICE庫文件（.lib）里面是需要被定義的。
無論對分立器件還是模塊，封裝的雜散電感取值一直是器件建模的爭議點。制造商的SPICE模型中，柵極雜散電感為15nH，漏極雜散電感為6nH，源極雜散電感為9nH，但是這些雜散電感感值的取值方法并未透漏。
新SPICE模型設置漏極電感為2.5nH，源極電感為4.5nH，并且設置他們之間的耦合系數(shù)k為0.46。這些參數(shù)是通過文獻所述的實驗方法獲得的。
新SPICE模型的雜散電感比制造商的SPICE模型的一半還小，并且是通過實驗數(shù)據(jù)得到的。這些雜散電感的感值在SPICE庫文件（.lib）里面也是需要被定義的。
表Ⅰ：兩種SPICE模型的詳細對比
輸出特性是MOSFET內核模型的基本特性。
制造商的模型采用改進的EKV模型，此模型的公式如附錄1所示。新模型在線性區(qū)采用物理模型，對飽和區(qū)采用行為近似。輸出特性模型采用了電壓控制電流源。
眾所周知，寄生電容是決定器件開關特性的最重要元件。
如表Ⅰ所示，制造商的模型中，CDG是非線性的，且僅與VDG電壓相關，采用具有雙曲轉移函數(shù)的電壓控制電流源（轉移電導G）來近似模擬CDG隨VDG電壓升高而逐漸下降的特性。
CDS與VDS電壓相關。采用體二極管子電路模型的結電容來表示CDS。另外，體二極管還有一個與diD/dVDS成比例的擴散電容。對于CGS，設定為恒定值950pF。
然而，新SPICE模型，CDG與VGS、VDS電壓相關，CDS也與VGS、VDS電壓相關。VGS依賴性表示MOSFET處于通態(tài)狀態(tài)時的電容值。利用電壓控制電流源對VDS的指數(shù)近似和對VGS的雙曲近似來表示CDG。
同樣，利用電壓控制電流源對VDS和VGS的sigmoid函數(shù)近似來表示CDS。對于CGS，新模型采用依賴于VGS的模型。從表Ⅰ可以看出，與制造商模型相比，新模型的寄生電容模型較為復雜。
開關波形對比
通過帶電感負載的雙脈沖開關試驗來驗證以上模型。如圖2所示的開關測試試驗裝置，包含下橋臂SiC MOSFET（待測器件），作為續(xù)流二極管用的上橋臂SiC MOSFET，與之串聯(lián)的直流支撐電容，與上橋臂SiC MOSFET并聯(lián)的空心電感，以及商用化的柵極驅動電路（GDU40-2）。
圖2：帶電感負載的雙脈沖開關試驗裝置
圖3為兩種模型在漏極電流為20A時VDS、iD和高頻漏電流的瞬態(tài)仿真波形與實測結果對比。從圖中可以看出，新模型的仿真波形與實測波形吻合較好，而制造商模型的仿真波結果比實測結果具有更快的響應速度。這種改進主要歸功于非線性電容模型在新SPICE模型中的成功應用。
表Ⅱ總結了dvDS /dt、diD/dt在開通和關斷米勒平臺時的兩種模型對比。
高頻漏電流的對比直接反映了兩種模型的dvDS /dt。
圖3：漏極電流為20A時的仿真與實測開關波形對比
表Ⅱ：dvDS/dt和diD/dt對比
本文對分立SiCMOSFET器件的兩種SPICE模型做了對比研究。結果顯示，新模型相對于制造商模型在開關波形、dvDS /dt、diD/dt和對散熱器高頻漏電流方面的精確度有顯著的提高。新模型的優(yōu)異性能表明最新SPICE建模技術還有很大發(fā)展空間。
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